0 引言

自2007年磁耦合谐振式无线电能传输方式被提出以来，大功率、中距离无线电能传输技术发展迅速^[1]。目前，高效率、系统化的无线充电系统成为研究热点。无线充电系统由发射端与接收端组成^[2]。其中，发射端包括整流模块、逆变模块和发射端谐振电路，接收端包括接收端谐振电路、整流模块和负载。传统无线充电系统以硅(Si)器件为核心，其工作频率一般在50 kHz以下，工作损耗较大，难以在高温环境下工作。为了提高无线充电系统的功率及效率，需要寻找新材料以克服传统系统的不足。

第三代SiC半导体材料相比Si材料，具有高热导率、高临界击穿电场强度、大禁带宽度和高电子饱和漂移速度等特点，适合高频、大功率和高温工作条件^[3-5]。因此，采用新型SiC半导体器件可以提高无线充电系统的功率及效率。

近年来，已有许多学者对SiC器件的应用进行了相关研究。文献[6]设计并搭建了1台1 100 W的全SiC半桥功率因数校正(power factor correction，PFC)变换器，峰值效率达到了99.2%；文献[8]研究了SiC器件在直流充电桩电源模块中的应用，提高了电源模块的效率和功率密度，有利于装置的小型化和轻量化；文献将SiC金属-氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)应用于反激式变换器，与Si MOSFET相比，变换器效率明显提升；文献研究了一种高压全SiC MOSFET的辅助充电机，减小了装置的体积和重量，提高了系统效率，降低了系统温升；文献[10]针对光伏发电系统，归纳了SiC器件在光伏逆变器中的技术优势，指出应用SiC器件可提高工作频率和耐压等级。

上述文献研究了SiC器件在不同领域的应用。文中从无线充电领域着手，研究基于SiC器件的无线充电系统电源部分，给出了整流模块和逆变模块各元件的设计方法，研制了1台实验样机。实验结果表明，文中设计的实验装置具有高功率因数、高效率的特点，采用新型SiC器件取代传统Si器件可有效提升无线充电系统的性能。

1 SiC器件介绍

以Si为核心的功率器件发展已相当成熟，但是科技的不断进步对功率器件提出了更高的要求。新一代半导体材料SiC以其优良的物理特性逐渐走入大众视野^[11]。在SiC电力电子器件应用领域，SiCMOSFET与SiC肖特基二极管备受关注^[12]。

表 1为SiC和Si材料特性对比^[13-15]，可以看出，与Si材料相比，SiC材料各项性能更加优异。这些优点能够使采用SiC器件的装置小型化，还能使装置的效率、开关频率、耐热性能得到提升。因此，SiC器件的使用能使无线充电系统更易工作于高温、高频、低损耗、大功率的场合。

2 无线充电系统电源结构

图 1为无线充电系统电源结构，包括具有PFC功能的整流模块、高频逆变模块及发射端谐振电路。

整流模块由整流桥、滤波电路和Boost电路构成。输入端电源为工频市电，电能经整流桥及滤波电路后送入后级的Boost电路，Boost电路兼具PFC和升压功能。整流桥采用低损耗、耐高温、反向恢复时间极短的SiC肖特基二极管，Boost电路二极管亦采用SiC肖特基二极管。Boost电路开关管驱动信号由PFC控制器提供。

高频逆变模块由4个SiC MOSFET构成，采用独立的驱动电路板为其提供四路驱动信号。逆变模块具有低损耗、高开关频率、耐高压、耐高温等特点。为了解决SiC MOSFET电压振荡问题，采用RC保护电路^[16]。

发射端谐振电路由发射线圈与匹配电容构成。发射线圈通过磁耦合谐振的方式将能量传输到接收侧^[17-20]。

文中研制的电源各项设计指标如表 2所示。

3 具有PFC功能的整流模块设计 3.1 整流桥SiC肖特基二极管选型

装置最大输入功率为4 kW，输入端电源交流电压有效值为220 V。由于整流模块具有PFC功能，因而输入端交流电流接近正弦波^[21]。输入端交流电流最大有效值I_INmax由式(1)可得为18.18 A。

$ I_{\mathrm{INmax}}=\frac{P_{\mathrm{INmax}}}{U_{\mathrm{IN}}} $

(1)

式中：P_INmax为输入功率最大值；U_IN为输入端交流电压有效值。

输入端交流电流半个周期内的最大平均值I₁由式(2)可得为16.4 A。

$ I_{1}=\frac{1}{{\rm{ \mathsf{ π} }}} \int_{0}^{{\rm{ \mathsf{ π} }}} \sqrt{2} I_{\mathrm{INmax}} \sin (\omega t) \mathrm{d}(\omega t) $

(2)

整流桥每个二极管只在半个周期内流过电流，故每个二极管流过的最大平均电流为8.2 A。整流桥二极管承受的最高反向工作电压为输入电压的最大瞬时值，即311 V。

考虑到每个二极管的电压电流需要留有一定的裕量，最终选择额定正向工作电流为15 A、反向重复峰值电压为1 200 V的SiC二极管。

3.2 滤波电路设计

滤波电容参数的选取需要考虑整流模块输出电流与电压的纹波系数^[22]，具体可由式(3)确定。

$ C_{1} \geqslant \frac{I_{\text {ripple }}}{8 f_{\mathrm{sw}} U_{\text {IN_ripple }}} $

(3)

式中：C₁为滤波电容值；I_ripple为纹波电流；f_sw为Boost电路开关管驱动频率；U_{IN_ripple}为纹波电压。

假设整流桥无滤波电路且工作在满载条件下，则整流桥输出电流有效值与输入电流有效值相同，为18.18 A。整流桥输出电流为正弦半波，由此可知整流桥输出电流最大瞬时值为25.71 A。电流纹波系数取40%，那么纹波电流I_ripple由式(4)可得为10.28 A。

$ I_{\text {ripple }}=I_{2} \Delta I_{\text {ripple1}} $

(4)

式中：I₂为整流桥输出电流最大值；ΔI_ripple1为电流纹波系数。

整流桥输出电压为正弦半波，有效值为220 V，则最大值为311 V。电压纹波系数取7%，根据式(5)得纹波电压U_{IN_ripple}为21.77 V。

$ U_{\text {IN_ripple }}=U_{2} \Delta U_{\text {IN_ripple }} $

(5)

式中：ΔU_{IN_ripple}为电压纹波系数；U₂为整流桥输出电压最大值。

Boost电路开关频率为45 kHz。最终最小滤波电容值算得1.31 μF，实际选用的电容值为1.4 μF。

3.3 Boost电路设计 3.3.1 SiC肖特基二极管选型

当Boost电路开关管关断时，流过Boost电路二极管的最大电流值小于流过整流桥二极管的最大电流值。当Boost电路开关管导通时，Boost电路二极管反向截止，反向截止电压为Boost电路输出端电压，而本套装置输出电压范围为330~390 V，因此Boost电路二极管选型可与整流桥二极管相同。

3.3.2 电感参数

在满载输入条件下，电感参数的选取可由式(6)确定。

$ L_{1} \geqslant \frac{U_{\mathrm{IN}} D_{\min }}{I_{\mathrm{INmax}} \Delta I_{\text {ripple} 2} f_{\mathrm{sw}}} $

(6)

式中：L₁为电感值；ΔI_ripple2为电流纹波系数，取40%；D_min为最小占空比。

Boost电路最大输出电压为390 V，加滤波电容后的整流桥输出电压为311 V，由式(7)可计算得D_min为0.2。

$ D_{\min }=1-\frac{U_{3}}{U_{\mathrm{OUT} \max }} $

(7)

式中：U₃为加滤波电容后的整流桥输出电压；U_OUTmax为Boost电路最大输出电压。

最终求得最小电感值为134 μH，实际选用200 μH的电感。

3.3.3 电容参数

在满载输入条件下，电容参数可由式(8)确定。

$ C_{2}=\frac{2 P_{\mathrm{INmax}}}{{\rm{ \mathsf{ π} }} U_{\mathrm{OUT} \max } U_{\mathrm{OUT} \text { max_ripple }} f} $

(8)

式中：C₂为Boost电路电容的参数值；U_{OUTmax_ripple}为纹波电压，取60 V；f为工频。

最终算得电容值为2 176 μF，实际选用3个680 μF的电解电容并在Boost电路输出端。

3.3.4 开关管控制电路

Boost电路的开关管控制电路如图 2所示。UCC28180是TI公司生产的一款工作于连续导通模式的PFC芯片，UCC28180电源电压由HQ12P12LRN提供。

开关管的开关频率由UCC28180的频率控制引脚端所接电阻决定。取开关频率f_sw为45 kHz，则电阻值由式(9)可得为47.9 kΩ。

$ R_{\text {FREQ }}=\frac{f_{\mathrm{TYP}} R_{\mathrm{TYP}} R_{\mathrm{INT}}}{f_{\mathrm{SW}} R_{\mathrm{INT}}+f_{\mathrm{SW}} R_{\mathrm{TYP}}-f_{\mathrm{TYP}} R_{\mathrm{TYP}}} $

(9)

式中：R_FREQ为频率控制引脚端所接电阻值；f_TYP，R_TYP，R_INT为芯片内部参数，分别为65 kHz，32.7 kΩ，1 MΩ。实际选用R_FREQ为47.9 kΩ电阻。

Boost电路输出电压由UCC28180的输出电压反馈引脚端所接电阻决定。输出电压值可由式(10)确定。

$ U_{\mathrm{OUT}}=\frac{5\ 020\ 000+5 R_{\mathrm{VSENSE}}}{R_{\mathrm{VSENSE}}} $

(10)

式中：U_OUT为Boost电路输出电压；R_VSENSE为输出电压反馈引脚端所接电阻值。实际选用R_VSENSE为50 kΩ可调电阻。

3.3.5 开关管选型

开关管开通时，流过开关管的电流值小于流过整流桥二极管的最大电流值。开关管关断时，加在开关管两端的反向电压为Boost电路输出电压。考虑到UCC28180的驱动能力，最终选择漏极电流为24 A、漏源击穿电压为600 V、门极驱动电压为0/+10 V的MOSFET。使用时，将2只MOSFET并联接在电路中以增大过流能力。

4 逆变模块设计 4.1 SiC MOSFET选型

装置中Boost电路输出电压范围为330~390 V，设输出存在5%的电压波动，则Boost电路输出电压最大值为409.5 V，最小值为313.5 V。

假设整流模块无损耗，即逆变模块输入功率最大为4 kW，则输入电流最大值I_4max由式(11)可计算得为12.8 A。

$ I_{4 \max }=P_{4 \max } / U_{4 \min } $

(11)

式中：P_4max为逆变模块输入功率最大值；U_4min为输入电压最小值。

当某一个桥臂导通时，另一个桥臂上的SiC MOSFET承受的最高反向工作电压为输入电压的最大瞬时值，即409.5 V。考虑一定的电压及电流裕量，最终选择漏极电流为35 A、漏源击穿电压为1 200 V的SiC MOSFET。

4.2 SiC MOSFET驱动电路设计

与传统Si MOSFET相比，SiC MOSFET对驱动电路的要求更为严格。SiC MOSFET驱动电路须满足以下特点^[23-25]：(1) 驱动电压上升沿与下降沿陡度大；(2) 合适的驱动阻抗；(3) 拉、灌电流能力强；(4) 负压关断；(5) 驱动电路紧邻MOSFET。

装置驱动电路如图 3所示。ISO5852S是一款具有分离输出和有源保护功能的MOSFET驱动芯片，可提供2.5 A峰值拉电流与5 A峰值灌电流，输出侧支持的电源电压范围为15~30 V。关断时，能提供最低-15 V的负压。ISO5852S输出侧电源电压由RKZ-052005D提供，输入侧电源电压由HE05P15LRN提供。ISO5852S的脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)输入信号由数字信号处理(digital signal processing, DSP)提供，频率为85 kHz。

驱动信号存在驱动振荡问题，通过增加驱动电阻阻值可以抑制驱动振荡，但是驱动电阻阻值过大又会削弱驱动能力。装置根据ISO5852S芯片特点，驱动电阻R₅和R₆阻值选用10 Ω，可有效解决驱动振荡问题。

4.3 SiC MOSFET保护电路设计

SiC MOSFET开关时存在电压振荡问题^[26]，严重时将影响逆变模块的正常工作。采用适当的保护电路有利于模块的稳定运行，同时可以降低开关损耗。

装置采用RC缓冲电路，结构简单，易于实现。RC缓冲电路中，电阻的作用是吸收电压振荡的能量，电容的作用是为电阻提供能量通道。电阻和电容取值范围可由式(12)—式(15)确定。

$ L_{\mathrm{p}}=\frac{T_{2}^{2}-T_{1}^{2}}{4 {\rm{ \mathsf{ π} }}^{2} C_{\mathrm{t}}} $

(12)

$ C_{\mathrm{p}}=\frac{1}{L_{\mathrm{p}}\left(2 {\rm{ \mathsf{ π} }} f_{1}\right)^{2}} $

(13)

$ R_{\mathrm{s}} \leqslant \sqrt{L_{\mathrm{p}} / C_{\mathrm{p}}} $

(14)

$ \frac{t_{\mathrm{on}}}{10 R_{\mathrm{s}}}<C_{\mathrm{s}}<\frac{I_{\text {off }}^{2} L_{\mathrm{p}}}{U_{\text {off }}} $

(15)

式中：L_P为电路的杂散电感；T₁为MOSFET开通时振荡周期；T₂为MOSFET两端并联电容C_t时的振荡周期；C_t为辅助电容，用于确定T₂，取3.3 nF；C_P为电路的杂散电容；f₁为MOSFET开关频率；R_s为RC缓冲电路电阻值；C_s为RC缓冲电路电容值；t_on为开通延迟时间与电流上升时间之和；I_off为MOSFET关断电流；U_off为MOSFET关断电压。

求得电阻与电容的取值范围后，电阻和电容的精确值需通过实验确定。

5 实验验证

基于SiC器件，实验室研制了一套无线充电系统电源样机，如图 4所示。图 5为接收端电压电流波形，采用串/串拓扑，负载为阻性。实验样机能在85 kHz频率下稳定工作。图 6为样机在PFC控制器开启与关闭时的输入电压、输入电流波形。可以看出，PFC控制器开启时输入电流能很好地跟随输入电压，功率因数较高。

实验测试过程中，RC缓冲电路电阻值取8 Ω，电容值取0.375 nF时，实验效果较好。图 7为逆变电路MOSFET使用保护电路前后的漏源极电压波形，RC缓冲电路抑制了电压振荡。

实验样机在不同输入功率条件下的效率曲线如图 8所示，并将SiC器件与Si器件电源装置的效率进行了对比。Si器件电源装置的整流桥二极管采用正向电压降为1.1 V的Si二极管，逆变电路采用静态导通电阻为90 mΩ的Si MOSFET。与Si器件相比，实验样机的峰值效率可达98.2%，提高了2%。实验样机4 kW输入功率时效率为97.8%，提高了3%。表 3为装置效率最高和输入功率为4 kW时的输入、输出功率，由功率分析仪测得。输入功率为2.6 kW时，实验样机效率最高。

5 结语

文中研制了一套基于SiC器件的无线充电系统电源装置，详细阐述了电源装置各部分设计方法。实验结果表明：系统各模块均能稳定工作；输入端电流能很好地跟随电压，电压电流相位保持一致；保护电路的采用大幅度降低了MOSFET开断时的电压尖峰；装置效率峰值可达98.2%，4 kW输入时效率为97.8%。

当前，电动汽车无线充电技术是热门研究领域，采用SiC器件以提升电动汽车充电效率更利于无线充电汽车的推广。此外，高效率且支持无线充电的无人机、巡检机器人、传感器等产品的应用也能推进电网的智能化发展。如何针对性地将高效率无线充电电源装置运用于上述产品，满足不同环境下各产品需求，将是下一步的研究内容。